逆變電路的演變決定著UPS電路技術的發展過程

    在傳統雙轉換逆變電路中，變壓器室電路不可或缺的重要組成部分，并在總多方面展現其不容小覷的優勢。例如，各種變壓器繞組的耦合在但是主要用于彌補大功率半導體性能的不足�？梢哉f，技術上的改進使“硅（IGBT半導體）代銅（變壓器繞組）”得以實現，其性能也達到甚至超越了以往各代產品的水平。 

    最初的UPS輸出逆變器都是帶有變壓器的。應該說，帶變壓器是UPS輸出逆變器電路形式所決定的，而變壓器的存在卻是弊大于利。逆變器電路技術演變過程的一個顯著的表現形式是:是否必須用變壓器以及如何配置變壓器。

    19世紀70年代生產的第一代三相UPS的典型電路結構形式(MGEUPSMG240系列)。這個系列的UPS包括一個由降壓式自藕變壓器繞組供電的二極管全波整流器和一個與整流器相并聯的、由自稍變壓器的輔助二次側繞組供電的電池充電器。當電網停電時靜態開關可將電池組連接到直流母線上供電。

    逆變器由4個三相變換器以全波方式運行(按照基波頻率進行換向)，每一個三相變換器都與變壓器的一次側繞組相連接(A連接)，把這些二次側繞組開放式的變壓器(OpenPhaseTransformers)以一定方式進行串聯，以獲得合成的輸出電壓。這4個變壓器被分為兩組，每一組都包含一個Y形和一個曲折Y型(Z形)的二次側繞組，這兩個二次側繞組之間具有30。相位差。這一特殊連接可消除序號為"n=6k±1次的電壓諧波，其中K為奇數，這等效于一個具有兩組移相式整流橋的變壓器一次側繞組所吸收的電流。對于在變壓器一次側繞組中每相可能出現的3次和3n次諧波，由一次側繞組的人接線方式來抵消。因此，首先需要濾除的諧波為第11次諧波。輸出電壓的調整是通過移動兩組變壓器之間的相位來完成的。由于首先進行濾除的是第11次諧波，所以輸出濾波器的尺寸較小，這使得逆變器對負載變化的動態響應特性加快。

    超過90%的逆變器效率，這在當時已經足夠讓人滿意了，這樣的輸出效率得益于采用較低頻率的斬波以降低換向損耗。盡管當時這種換向電路(如圖2-21所示)是先進的，但仍然存在不容忽視的損耗。

    在圖2-21中，可控硅以交替換向的方式進行工作。一只可控硅的關斷電流通過電感的中間抽頭和電容組成的振蕩電路迫使另外的一只可控硅關斷。換向恢復電路可借助與主二極管Db和輔助二極管Da相聯接的變壓器把電容中存儲的一部分能量(1/2*CV2)送回到直流電源。

    這種類型電路的主要缺點為:在某些情況下例如過載時，不可能便所有可控硅立即關斷，進而使逆變器完全停止工作。這給設備的安全造成威脅。

    改進的逆變器換向電路，可明顯降低此類電路的換向能量損耗并實現所有可控硅的同時關斷。圖中的每只可控硅都有一個關斷電路。每個關斷電路包含一只可通過一個電阻做預充電的電容器、一個換向電感L1、一只輔助可控硅Ta和一只輔助二極管Da。Ta導通時關斷電流在歷Ta、L1和C組成的電路中產生環流，這使得電容兩端的電壓在振蕩的第一個1/2周期末發生反向。對于緊接而來的第二個1/2周期，反相電流流過Da中的電流會使主可控硅Tp中的電流減小，直到完全消失。并通過連接于換向電路的Dp，便Tp上的電壓反向。輔助可控硅歷上的電壓在這個1/2周期中也被通導的Da和Tp反向關斷。在此周期的最后，電容器兩端的電壓被再次反向，且通過與其連接的電阻與直流電源的另一極形成回路，完成充電動作，使電容電壓恢復到起始值狀態。

    為減少電路的能量損失和改善控制功能，下一代系統開始采用一種新的脈沖電路，每個晶閘管都有相應的滅弧電路。整個設備僅需兩個變壓器。如圖2-23所示(MGEAlpase3000系列)。為消除"n=6k士1次的諧波(如前所述斤為奇數)，只需要一組相位相差30。的逆變器，而這30。的相移是預先設置好的，并在每臺變壓器一次側以一種叫做"脈沖寬度調節"的方式(PWM)來實現對電壓的調整。為達到預期的輸出電壓，可以將上述換向電路應用于每周期6次換向的基本脈寬調制電路(PWM)。

    變壓器的數量從4個減少到2個，但為了實現只采用一個變壓器的目標，就不得不提高逆變器電路的性能以實現只需變化PWM就能達到目的，而無需再采用兩組變壓器的方式。

    以前用兩組移相30。的變壓器是為減小低頻諧波，因為要濾除他們比較困難。由此，MGE于1980年推出了AIpase4000系列UPS。

    在該系列中，變壓器的一次側繞組之間不做連接，而其二次側繞組則為Z形連接。Z形連接的變壓器可消除諧波次數為3n次的諧波。每個逆變器以基波的7倍頻率來斬波直流電壓。這種斬波方式是固定頻率斬波，在設計時以盡可能減小輸出電壓的失真度以及減小濾波器的尺寸為目標。輸出電壓的調整是通過移動兩組逆變器之間的相位差進行的。

    濾波電感末在此圖上標出，因為它已經被集成在變壓器繞組中了。

    在逆變電路結構中開始應用了被稱為MacMurray的換向電路。

    此處只用了一個LC電路就可以可靠地關斷與其連接的主可控硅Tp。此關斷動作發生在LC電路振蕩的第一個1/2周期末，這使得在此1/2周期結束時電容器兩端的電壓被反向，從而電容器也因此準備好了對可控硅歷進行關斷。在第一個振蕩周期的最后，電容C兩端的電壓稍高于一直流電壓，而這也就是為什么要將電阻R安裝在兩個Da之間，以通過輔助二極管Da把此電壓恢復到直流電壓的原因。如果沒有這一電阻，電容器C兩端的電壓可能達到圖z-2MacMurray紗逆變器換向電路很大的數值因而增加換向損耗。

    自19世紀80年代起，UPS逆變器開始只含有一臺變壓器。同時，隨著功率半導體的革新，雙極型晶體管以及電子控制級的IGBT等功率半導體器件的出現，逆變電路中的可控硅器件被取代(圖2-26和圖2-27)，但帶輸出變壓器這種情況仍在繼續且一直持續到21世紀伊始，其間，雖然在1995年出現了無變壓器的逆變器結構，然而此類產品僅適用于功率≤3OkVA的UPS。造成這一情形的主要原因是功率半導體器件換向時的損耗較大，而較高的耐壓要求又使得人們很難在不用變壓器的條件下成功地制造出大容量的逆變器。

    圖2-26(MGEGalaxy系列)的逆變器采用1GBT器件，變壓器一次側繞組采用開放式連接，而二次側繞組采用Y連接。每個一次側繞組都連接到兩個變換器支路的臂上，組成的實際上是一個單相全控制逆變器橋。因此，在二次側繞組上得到的電壓是獨立進行調節的，這可有效地確保輸出電壓的良好平衡，而不管三相電流是否處于平衡狀態。應該注意的是，此時逆變器是Y連接于中線而不是A連接。使用橋式組件的連接方式可使每個支路的變換頻率相對于標稱變換頻率減小1/2，這樣每個支路都只在1/2個周期內工作。

    無論是否有變壓器，此種配置都可使從整流器到逆變器的整機效率提高到94%。

    不僅僅只是一個變換器的事情了，此變壓器的藕合方式采用一次側A/二次側Z形連接。Z形連接不能消除三次及3n次的電壓諧波，諧波抑制是通過一次側A連接來實現。

    這種連接方式可實現兩個額外的功能:首先，它可以實時地調節每相的輸出電壓，而各相電壓都與相應的電壓變換器的輸出同相;此外，它可以吸收負載的3n次諧波電流，避免這些諧波傳輸到一次側繞組，這樣，IGBT的換向電流得以減弱，從而減少了換向損耗。■